目前隨著開關(guān)電源的廣泛應(yīng)用， 控制IC 作為開關(guān)電源的心臟在其中扮演著重要角色。開關(guān)電源的控制IC 一般都會包含一個誤差放大器，用來將輸出電壓的偏移等進行放大以控制主開關(guān)電路的動作，實現(xiàn)穩(wěn)壓輸出。這個誤差放大器本身是一個運算放大器，在實際使用中會加入負反饋，而由于外部元件及PCB 等因素的影響，誤差放大器有時會產(chǎn)生自激振蕩，使開關(guān)電源不能正常工作。筆者分析了誤差放大器加入負反饋時產(chǎn)生自激振蕩的原理，并以UC3875 控制IC 為例設(shè)計了外部補償電路，并進行了實驗驗證。
1 誤差放大器產(chǎn)生自激振蕩的原理
1.1 自激振蕩產(chǎn)生的原因
加入負反饋后誤差放大器的閉環(huán)增益G 的表達式為：
其中A 為開環(huán)增益，F(xiàn) 為反饋系數(shù)，AF 為環(huán)路增益。
由上式可知：當(dāng)1+FA 趨近于0 時， |G| =∞。這說明即使無信號輸入也會有波形輸出，于是就產(chǎn)生了自激振蕩。
放大器的增益和相位偏移會隨頻率而變化。當(dāng)頻率變高或變低時，輸出信號和反饋信號會產(chǎn)生附加相移。如果附加相移達到±180°，則此時反饋信號與輸入信號同相，負反饋就變成正反饋。反饋信號加強，當(dāng)反饋信號大于凈輸入信號時，即使去掉輸入信號也有信號輸出，于是就產(chǎn)生了自激振蕩。
即：
一個實際的運算放大器， 內(nèi)部存在著許多天然極點，他們造成的附加相移會使輸出的相位偏移超過-180°， 當(dāng)使用負反饋時會使放大器產(chǎn)生自激振蕩。因此運算放大器大多都有補償端口或為了使用方便直接在內(nèi)部進行了補償，這些經(jīng)過內(nèi)部補償?shù)倪\算放大器一般會補償?shù)皆谠鲆? dB 以上只有一個極點，單獨使用時即使將其用作單位增益放大器也不會自激振蕩。
1.2 負反饋放大電路穩(wěn)定性的判定
判斷自激振蕩的方法首先是看其是否滿足相位條件，只有滿足相位條件才有可能產(chǎn)生自激振蕩。即如果當(dāng)附加相移φ=±180°時，環(huán)路增益|FA |≥1，那么電路就會產(chǎn)生自激振蕩。
相反，如果當(dāng)φ=±180°時，環(huán)路增益|FA| ＜1，那么電路就不會產(chǎn)生自激振蕩。
2 UC3875 誤差放大電路
2.1 UC3875 誤差放大電路結(jié)構(gòu)
UC3875 是TI 公司生產(chǎn)的一款移相全橋軟開關(guān)控制器，廣泛應(yīng)用于ZVS 和ZCS 拓撲結(jié)構(gòu)的大功率開關(guān)電源當(dāng)中。它內(nèi)部包含一個誤差放大器，該誤差放大器輸出端的輸出電壓與斜坡發(fā)生器的輸出電壓進行比較從而產(chǎn)生移相信號。它的AB 和CD 兩組輸出可以分別設(shè)定死區(qū)時間，非常適合應(yīng)用于全橋諧振開關(guān)電源。本文中所用UC3875 的誤差放大器部分電路接法如圖1 所示。
誤差放大器的正相輸入端接參考電壓，輸出端通過一個150 kΩ 電阻反饋到反向輸入端，反相輸入端通過一個470 kΩ電阻與輸出電壓采樣電路相連。
當(dāng)對開關(guān)電源進行調(diào)試時測量其輸出，發(fā)現(xiàn)輸出非常不穩(wěn)定。而后用示波器對UC3875 的控制輸出端OUTA 與OUTC 進行觀察，如圖2，發(fā)現(xiàn)輸出的移相信號產(chǎn)生了大幅度抖動，致使開關(guān)電源輸出變得不穩(wěn)定。隨后在對誤差放大器的輸出進行觀察時發(fā)現(xiàn)誤差放大器產(chǎn)生了振蕩，在輸出端產(chǎn)生了一個不太穩(wěn)定的正弦信號（圖3）。由于誤差放大器的輸出與斜坡發(fā)生器的輸出電壓比較之后產(chǎn)生移相控制信號，因此UC3875 的輸出控制信號會產(chǎn)生大幅抖動。
2.2 UC3875 誤差放大器振蕩現(xiàn)象的分析
根據(jù)UC3875 的數(shù)據(jù)表可知其典型帶寬與開環(huán)增益分別為11 MHz、90 dB。大多數(shù)控制IC 的誤差放大器已經(jīng)過內(nèi)部相位補償，且補償?shù)郊词归]環(huán)增益為0 dB（此時反饋量最大）時也不會發(fā)生振蕩。但是在實際使用中，由于外部元件等因素的影響， 有可能產(chǎn)生新的極點， 使電路附加相移超過-180°，從而發(fā)生振蕩。
根據(jù)之前觀察到的誤差放大器輸出端自激振蕩波形可知其振蕩頻率大概在50 kHz 附近， 則此頻率時附加相位φ≥-180°，且其開環(huán)增益要大于0 dB。根據(jù)這些條件可估算出外部電路產(chǎn)生的極點頻率應(yīng)該在5 kHz 附近，將其加入到誤差放大器的增益與相位的頻率特性簡圖中得到圖4。其中P1 為內(nèi)部補償時設(shè)置的極點，P2 為外部電路產(chǎn)生的極點（圖中用實線表示增益，虛線表示相位，圖6 同）。
2.3 外部補償網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計
由于零點能產(chǎn)生超前相移， 可抵消極點產(chǎn)生的滯后相移。因此如果在電路中加入補償網(wǎng)絡(luò)，設(shè)置一個零點將能夠抵消外部電路產(chǎn)生的極點，從而抑制放大器的自激振蕩。由于誤差放大器沒有設(shè)置補償端口，因此補償網(wǎng)絡(luò)需要設(shè)置在外部。如圖5 所示，在反饋電阻Rf兩端并聯(lián)一個電容Cf，由此可產(chǎn)生一個零點。通過恰當(dāng)設(shè)置此零點的頻率就可抵消新極點產(chǎn)生的附加相移，使總的相移不超過-180°。因為所估算的外部極點頻率為5 kHz，所以零點頻率就要設(shè)置在5 kHz 附近。
根據(jù)公式：
將fz=5 kHz 帶入，可得Cf=212 pF。
選擇Cf為220 pF 即可。由于在電路中放入電容Cf，因此將產(chǎn)生一個新的極點，它的頻率為：
將數(shù)值帶入上式可得新的極點頻率為1.5 MHz， 這相當(dāng)于將外部極點P2 移動到了如圖7 所示的P2′的位置。
由圖6 可以看出盡管在增益0 dB 以上存在兩個極點，但是當(dāng)增益降為0 dB 時，相移依然沒有超過-180°，所以自激振蕩條件就被破壞，電路不會產(chǎn)生自激振蕩。同時從圖上可以看到，使用這種方法時放大器的帶寬損失很小。但是根據(jù)式（3）可以看出，新極點的頻率與放大器的增益有關(guān)，如果放大器增益過小，則會因為極點向高頻率移動距離太小而大大影響到補償?shù)男ЧＬ貏e地當(dāng)作為電壓跟隨器使用時（此時放大器輸出與反相輸入端直接相連，反饋電阻為零），新極點的頻率不會向高頻移動，則此電路就會完全沒有效果。由于各種因素的影響以及估算的誤差，實際的特性曲線會與理論有一些差距，因此所設(shè)置的零點還需要通過實驗來進行調(diào)整（后面的實驗也證實了這一點）。
3 外部補償網(wǎng)絡(luò)的實驗驗證
實驗電路的連接依照圖5 所示， 分別將容值為22 pF，100 pF，220 pF 的Cf接入電路中， 并觀察UC3875 的控制輸出波形。如圖7 所示為使用22 pF 電容時的波形。此電路中由于所設(shè)置零點在極點之后距離較遠的地方，波形抖動有一些減弱，但是其抖動幅度依然很大。
圖8 為使用100 pF 電容時的波形，可以看到其抖動幅度大幅減小。此時電路中所設(shè)置的零點頻率比較靠近極點位置，已經(jīng)體現(xiàn)出振蕩抑制的效果，但輸出的振蕩幅度仍很明顯。
當(dāng)更換為220 pF 電容時，波形的抖動基本消失。電路中零點位置在上文所估算的極點位置附近。通過對示波器上波形的仔細觀察，仍然能發(fā)現(xiàn)極其微弱的抖動。這說明實際極點的位置與前面的估算值有些差距，因此在電路實際情況不是十分清楚的情況下，進行估算而得出的補償網(wǎng)絡(luò)參數(shù)還需要在實際實驗中進行驗證并調(diào)試。
考慮到實際應(yīng)用中各種因素的影響以及估算的誤差，需要在設(shè)計補償網(wǎng)絡(luò)時保持一定的裕量。因此將Cf選為470 pF，將其接入電路中后UC3875 的輸出控制的波形如圖9 所示，輸出波形抖動已經(jīng)完全消失，UC3875 已經(jīng)穩(wěn)定工作。對誤差放大器的輸出端進行觀察后發(fā)現(xiàn)，其輸出已經(jīng)變成一條平直的直線。其輸出電壓的振蕩完全消失。
4 結(jié)論
雖然目前很多通用運算放大器及開關(guān)電源控制IC 內(nèi)部的誤差放大器都進行了相位補償，但是有時外部會產(chǎn)生新的極點使電路變得不穩(wěn)定。筆者所采用的方法是使用一個零點對新極點進行抵消，從而使其穩(wěn)定工作，使用這種方法基本不會損失運放的帶寬，同時能起到良好的效果。采用這種補償方法需要有一個前提條件，那就是放大器需要有比較大的閉環(huán)增益，這樣才能產(chǎn)生比較好的效果。而在開關(guān)電源應(yīng)用中，為了得到穩(wěn)定的輸出電壓，內(nèi)部誤差放大器的閉環(huán)增益一般都會比較大，因此非常適合使用這種方法。