1 前言
如今，在軌道牽引變頻器領域，硅IGBT[1] 已經取代了諸如相控晶閘管或GTO 等雙極型器件。由于制造工藝的不斷進步，硅器件技術正在接近于一條漸近線，其阻斷電壓和開關特性都已經進步到極限。近年來，一些半導體制造商已經提出生產1200V 阻斷電壓的SiC 晶體管。市場上的這種元件可以是單芯片的器件，也可以是功率模塊[2]。10 年來，很多文章都指出，SiC 器件在阻斷電壓、工作溫度和開關頻率這組特性方面具有很大的吸引力，這就是軌道牽引驅動器制造商為什么如此認真考慮這一新技術的原因[3]。如今，一些供應商已經在提供SiC MOSFET 模塊[4][5]，看起來，這種器件對于改善牽引驅動器的性能是非常有效的。
本文首先介紹了用于SiC MOSFET 特性測量的試驗臺，然后對測試獲得的開關波形進行了分析，確定了開關能量。使用PSIM® 軟件建立了SiC MOSFET 特征模型，該模型能夠對上述分析予以支持。作為特性檢測的結果，我們對一臺采用SiC MOSFET 模塊的三相電壓源逆變器總的功率損耗進行了計算，并且與使用Si IGBT 模塊的同型號逆變器進行了比較。初步結論是，對于大電流、高開關速度的牽引用變頻器，推薦使用SiC 功率MOSFET 模塊。
2 SiC MOSFET 開關單元的實現
2.1 試驗臺原理
SiC MOSFET 模塊的主要優勢在于這種器件的高開關速度。為了證明這一優勢，設計了一臺具有感性負載的斬波器來檢測該器件。該斬波器的運行主要依賴于下述參數：總線
電壓VDC、整流電流Ids、結溫Tj、柵極電壓Vgs、柵極電阻RgON 和RgOFF、以及功率電路的電容和線圈電感等。用于檢測該模塊的兩種合適電路的電路圖見圖1。
正如圖2 所顯示的一樣，開關特性的測量需要使用雙脈沖示波器。
初步的研究表明，準確的測量程序已經被清楚確認。對于圖1 的試驗臺，為了獲得較高的精度，測量需要有大帶寬的傳感器，特別是在測量開關速度（di/dt, dv/dt）時更為需要。此外，計算開關能量時也少不了電流和電壓波形的精確測量。
2.2 設計試驗臺所用SiC 器件的環境模型
電路設計中特別需要注意的是要將電路電感（電容、母線和SiC MOSFET 模塊）最小化。確實，必須避免由高的關斷di/dt 所引起的電壓浪涌，這種電壓浪涌有可能損壞SiC 器件。因此，如何盡可能地降低總線電感，包括測量分流所使用的電感線圈，是一項很具挑戰性的工作。為此，整個試驗臺的機械設計使用了SolidEdge® 設計軟件，然后又用Q3D®和 Simplorer® 軟件進行了聯合模擬仿真，這種仿真允許將所有的裝配元件都考慮進去[6], [7]。重復不同的母線設計，直至理論上的電路電感降到20nH 以下。圖3 給出了最小化電路電感的程序流程圖。
3 1200V-100A SiC MOSFET 雙模塊開關特性檢測
關于一些1200V-100A 雙MOSFET 模塊的特性檢測工作已經完成，這些器件的最大開關電流、DC 母線電壓及結溫分別是200A（2xln）、750V 和150℃。
3.1 1200 V-100A SiC MOSFET 雙模塊關斷波形分析
圖4(a) 給出了一個關斷波形的實例，所使用的試驗電路見圖1 (a)。試驗條件分別為：VDC = 600V，Iload =100A，Tj =150℃，Vgs = +20V/-9V，RgOFF = 2.2Ω。
關斷能量與關斷電流的關系示于圖4 (b)。圖中分布有SiCMOSFET 模塊和 Si IGBT 模塊（型號FF100R12MT4）的檢測曲線，試驗溫度Tj = 150℃。
試驗結果表明，與相同電流和電壓等級的Si IGBT 模塊相比，SiC MOSFET 模塊的關斷能量顯著降低，降低到了大約是Si IGBT 模塊的1/10。在類似的工作條件下，反復在25℃、125℃和150℃下進行了特性檢測，發現dv/dt、di/dt 和開關損耗幾乎都與結溫無關，這與Si IGBT 的特性大不一樣。另一方面，關斷時的高di/dt 將產生電壓尖峰以及拖尾電流，而MOSFET 要比IGBT 更顯著。電流和電壓的振蕩主要是由于半導體的雜散電容與電路電感所形成的諧振電路引起，關斷的過電壓則是這些振蕩和di/dt 效應的共同作用的結果。
3.2 1200 V-100A SiC MOSFET 雙模塊開通波形分析圖5(a) 是一個開通波形的實例，所使用的試驗電路見圖1(a)。試驗條件：VDC = 600V，Iload =100A，Tj = 150℃，Vgs =+20V/-9V，RgOFF = 2.2Ω。
開通能量與開通電流的關系顯示于圖5 (b)，圖中分布有SiC MOSFET 模塊和 Si IGBT 模塊（型號FF100R12MT4）的檢測曲線，試驗溫度Tj = 150℃。
試驗結果表明，SiC MOSFET 模塊的開通能量可以低至Si IGBT 模塊的1/5。與關斷情況類似，dv/dt、di/dt 幾乎與結溫無關，開通損耗也是如此。電流和電壓的振蕩主要是由于半導體的雜散電容與電路電感所形成的諧振電路引起（MOSFET和反并聯二極管SBD 的電容）。
圖6(a) 給出了SBD 二極管關斷波形的實例，所使用的試驗電路見圖1(b)。試驗條件：VDC = 600V，Iload =100A，Tj= 150℃，Vgs = +20V/-9V，RgOFF = 2.2Ω。圖6 (b) 給出了SiCMOSFET 模塊和Si IGBT 模塊(FF100R12MT4) 在Tj=150℃時的二極管關斷能量與關斷電流的關系。
與傳統的PiN 硅二極管模塊不同，雙SiC 模塊里面沒有PiN 結構，只有肖特基勢壘二極管（SBD）結構，這種結構不存在恢復電流。然而，在高di/dt 時，SBD 仍會出現一個小小的反向電流尖峰，這個小的反向恢復電流，可以解釋為體內P 阱的注入產生的雙極效應。高di/dt 時，SBD 的特性類似于JBS 器件（結型勢壘肖特基二極管）。
4 1200 V-100A 雙-SiC MOSFET 模塊宏觀模型及開關特性仿真
為了充分了解開關波形，仿真是必要的。為實現這一目標，在PSIM® 軟件中開發了SiC MOSFET 特征模型，并且配合有實驗波形。這一宏觀模型給出了一個初步和近似的結果，讓我們能夠對開通及關斷等不同的階段進行分析。基于以前所做的實驗結果，使用標準的MOSFET 模型工具，已經建立了1200V-100A SiC MOSFET 的模型。圖7 所示的這種模型具有一個線性通道和固定的寄生電容。此外，還有比該模型更精致的多通道模型，本文不予詳述。
包含有反并聯二極管的這一模型放到圖1 的電路中，通過調整柵極電阻和柵極控制電壓Vgs，仿真可以給出與實際觀察到的完全相同的開關速度。此外，還可以確定觀察到的各種振蕩所包含的寄生電容。圖8 給出了仿真結果的一個實例，其中，電流、電壓、能量等波形都做了介紹。
對于反并聯二極管，宏觀模型也能適用。但是，通過仿真結果的比較及實際測量，考慮觀察到的恢復電流較小，對二極管的模型進行了改進。該模型放在了圖9 所示的電路中，其中對恢復電流的參數進行了調整。
圖10 給出了二極管關斷的仿真結果，并給出了電流、電壓、能量等波形。使用圖1 的試驗電路，實際觀察到的結果與仿真結果一致。其中恢復電流的參數依據圖6 的波形做了調整。
5 SiC MOSFET 模塊在電壓源逆變器中的優勢
特性檢測一旦完成，比較半導體在電壓源逆變器(VSI) 中工作狀態的損耗便十分重要。一次開關的總損耗可以通過解析式[8] 的計算或者通過PSIM® 熱平衡模型仿真得到。Si-IGBT模塊與SiC-MOSFET 模塊在圖11(a) 列出 給定條件下的比較，圖11(b) 給出計算結果。
6 結論
實驗結果表明，SiC MOSFET 模塊的開關損耗比SiIGBT 模塊有顯著的降低。盡管目前的實驗只是對1200V SiC
MOSFET 模塊，但我們早已經預料到，在更高電壓的SiC 器件上也會獲得類似結果。在牽引應用領域，非常需要降低重量和體積，逆變器損耗的減少將會導致冷卻系統尺寸的減小，甚至是冷卻技術的改變。另外，SiC 器件還可以提高目前的最高結溫限制[9]，還可以提高工作頻率、減小諸如無源器件的尺寸等。
不過，依然還有很多挑戰需要面對，例如，關系電磁兼容性(EMC) 的開關振蕩的影響，還有dv/dt 對牽引電機絕緣的影響等都必須加以研究。這種器件應用于牽引領域的另一個關鍵問題是模塊的電流能力，為此，必須設計更多的芯片進行并聯，而芯片數量增加以后，來自于驅動器的柵極信號向芯片柵極的分配又成為關鍵技術難點，因為柵- 源線路電感必須盡可能的低，如果柵- 源信號與漏- 源電流耦合時尤其如此。這一公共電感必須最小化并且沿著所有芯片均勻分布。
總的來說，為了獲得盡量高的開關速度和電流能力，必須優化模型和設計，包括優化電容、母線及半導體的設計等。設計之后，應該使用專門用于電壓源逆變器的相應的試驗臺對SiC MOSFET 模塊進行全面的特性檢測，通過熱平衡方法確立總的功率損耗，比較計算結果，如本文圖11 所介紹的那樣。此外，該試驗臺應該能夠允許并聯更多的功率模塊并具有進行更大電流試驗的能力，試驗電流應能達到牽引應用所需的高電流能力，還應具有比較多種母線設計和多種電容排列的優化設計能力。
廣義地講，SiC 元件的引入需要重新考慮牽引鏈的全部設計，才能獲得質量和體積上的最大收益，并使組合更容易。目前，應用目標只是輔助逆變器，但是，即將上市的1700V SiCMOSFET 模塊將能進入地鐵和路面電車的牽引逆變器應用。