0 引言

　　隨著電力電子不斷向高頻化、小型化方向發(fā)展，具有高頻特性好、抗干擾能力強等特點的場效應管(MOSFET)已經(jīng)成為電力電子領(lǐng)域中的實用器件。但高頻化導致了器件所承受的電應力和開關(guān)損耗的增加，不可避免地會產(chǎn)生電磁干擾(EMI)[1]。為了預測和減小電磁干擾的影響，需要建立準確的電路傳導EMI的高頻模型來進行仿真，然而現(xiàn)有的電路仿真軟件庫中雖然有著豐富的場效應管的模型，但在高頻工作狀態(tài)下不夠準確會導致仿真結(jié)果的誤差，無法用于傳導EMI仿真的現(xiàn)狀。因此，研究和掌握功率場效應管的高頻建模方法變得尤為重要。

1 常見的功率場效應管建模方法

　　由于結(jié)構(gòu)和工藝的原因，功率MOSFET存在寄生的極間電容，包括柵漏電容Cgd、柵源電容Cgs和漏源電容Cds，而功率MOSFET中決定其開關(guān)波形的是這3個非線性極間電容[2]。因此，建立精確的功率MOSFET高頻模型，關(guān)鍵在于正確描述這3個極間電容特性來模擬其開關(guān)波形。目前常見的功率MOSFET建模方法主要有子電路模型和集總電荷模型。

　　1.1 子電路模型

　　子電路模型以小信號LDMOS為基礎(chǔ)，在外圍增加反映功率VDMOS動態(tài)特性的非線性極間電容和反偏二極管來模擬功率MOSFET[3]。圖1所示是saber中兩種典型的功率MOSFET子電路模型mpvl和mpv2。圖1(a)模型中的一個關(guān)鍵因素是可變電容器Cgdp，連接在柵極和漏極之間，用來描述處于耗盡狀態(tài)的柵漏電容；Cgd則描述處于積累狀態(tài)的柵漏電容；柵源電容用常電容Cgs來描述；反偏的二極管D用來描述漏源電容。圖1(b)中的模型比圖1(a)中的有所改進，模板中的關(guān)鍵因素是可變電容Cgd和Cgs，分別為柵漏和柵源間的非線性電容。和mpv1比主要的變化是增加了Cgs這個描述其積累狀態(tài)的變量。非線性電容Cgd對應的是圖1(a)中的Cgdp，描述的是處于耗盡狀態(tài)的柵漏電容。

　　1.2 集總電荷模型

　　集總電荷的功率MOSFET模型是將功率MOSFET各區(qū)的載流子用集總電荷來表示，并分階段描述功率MOSFET各工作狀態(tài)下的集總電荷方程，從而得到能夠同時反映功率MOSFET靜動態(tài)特性的模型。當考慮到功率場效應管整個開關(guān)過程，包含了各工作狀態(tài)的MOSFET集總電荷模型如圖2所示[4]。產(chǎn)生柵極電容的電荷qaB、qdB和qiB 集中在集總電荷節(jié)點1處。同時，電荷qiB決定了電流Id的電導系數(shù)，還有飽和和非飽和區(qū)域的靜態(tài)特性。漏源間的體二極管使用的是包含反向恢復的Lauritzen-Ma模型來建模。開關(guān)S1表示當漏極發(fā)生反型時體區(qū)和漏極表面的連接。開關(guān)S2表示場效應管從截止區(qū)過渡到飽和區(qū)。

　　比較這兩種建模方法，集總電荷方法能獲得連續(xù)的非線性極間電容模型和較好的精度，但運算速度比子電路模型慢，計算效率和魯棒性較差。子電路方法建模容易構(gòu)造，運算速度和魯棒性都較好，但現(xiàn)有的這些模型在器件工作在高頻狀態(tài)時對極間電容影響方面的研究不夠[5]。鑒于以上分析考慮，采用Saber 軟件自帶的建模工具Model Architect對功率場效應管進行建模。

2 Model Architect功率場效應管建模方法

　　相比以上建模方法，Model Architect 利用器件技術(shù)手冊提取相關(guān)特性曲線，采用自帶模型原理進行擬合實現(xiàn)對器件的建模。功率場效應管模型如圖3所示，包括MOSFET一級模型結(jié)構(gòu)、寄生電容、體二極管以及引線電感。主要包括I-V特性曲線、極間電容和體二極管的建模方法。

　　2.1 I-V特性曲線建模

　　I-V特性曲線可通過技術(shù)手冊或?qū)嶒灉y得，其中包括Id-Vgs曲線與固定Vgs下Id-Vds曲線，前者展現(xiàn)了MOSFET隨柵壓升高而開通的過程，后者則展現(xiàn)了其3個特性區(qū)域的過程。將所得曲線經(jīng)過繪制后可直接輸入saber軟件中進行曲線擬合，如圖4所示。

　　2.2 極間電容建模

　　MOSFET極間電容被結(jié)合起來反映對驅(qū)動源和負載的容抗。這些合成電容是：反饋電容Crss=Cgd、共源極輸入電容Ciss=Cgd+Cgs及共源極輸出電容Coss=Cgd+Cds。模型中，極間電容的模擬采取三段式分段線性化，電容通常會在某區(qū)間斜率較大而其余區(qū)間平緩。因此需要對數(shù)據(jù)尋找到兩個斜率轉(zhuǎn)折點，將曲線分成三段進行擬合。通過技術(shù)手冊讀取這兩個轉(zhuǎn)折點的數(shù)據(jù)后，即可輸入Saber中進行建模，如圖5所示。

　　2.3 體二極管建模

　　Model Architect中的二極管模型是一種基于電荷控制的集總參數(shù)模型，能夠反映二極管的反向恢復等特性，物理意義明確。并且擁有曲線擬合功能，可以對模型實測曲線進行擬合，適合于快速建模預測EMI情況的需求。二極管模型如圖6所示，Ls是引線電感、Rs是二極管導通電阻，D為二極管，Cj是功率二極管雜散電容，Qrr是利用電荷存儲效應原理來描述功率二極管反向恢復的特性。

　　在Model Architect中，二極管的建模過程分為三部分：I-V特性建模、結(jié)電容建模以及反向恢復特性建模。利用Model Architect-Diode Tool 提取技術(shù)手冊上正向I-V特性曲線來描述二極管的開關(guān)特性，提取電容特性曲線來描述Cj，提取反向恢復電流曲線來描述Qrr，如圖7所示。

3 功率場效應管模型特性驗證

　　為了驗證上述所提出的建模方法，分別用mpv2模型和Model Architect建的MOSFET模型搭建逆變器電路來進行仿真對比。電路原理圖如圖8所示，電路的輸入電壓為50 V直流電，工作頻率為1 MHz，得到的輸出電壓為±50 V的方波。在Saber中執(zhí)行DC和瞬態(tài)分析，得到MOSFET的開關(guān)波形如圖9和圖10所示。

　　比較結(jié)果可以看出，子電路模型mpv2在開關(guān)過程中波形較平穩(wěn)，沒有出現(xiàn)前后沿很陡的脈沖，表示該模型對高頻情況考慮不足，造成了一定的誤差。而利用Model Architect工具建立的MOSFET模型的仿真波形可以明顯的觀察出Vds在關(guān)斷時的沖擊，較好地模擬出了功率場效應管的開關(guān)波形，能夠更好的用于預估電路中的EMI。

　　由以上分析可知，MOSFET在高頻工作模式下開關(guān)過程中電壓和電流變化率很高，造成了開關(guān)波形的畸變，這也是電路中產(chǎn)生傳導干擾的原因之一。通過 saber 時域仿真獲得傳導干擾噪聲電壓波形，對該電壓波形進行FFT變換獲得傳導EMI的仿真結(jié)果，如圖11和圖12所示。

　　由兩圖對比可知，mpv2模型與實際器件的參數(shù)有一定偏差,不能準確地描述電路的實際性能，所得傳導干擾頻譜較為理想。采用Model Architect所建模型電路的噪聲相比圖11更為明顯，能夠相對準確地描述實際硬件電路的傳導干擾。

4 結(jié)論

　　本文首先分析了兩種常見的功率場效應管建模方法，提出了在高頻工作狀態(tài)下可使用Model Architect對MOSFET進行建模，并搭建了逆變器電路進行仿真。仿真結(jié)果表明Model Architect創(chuàng)建的功率場效應管模型能夠與實際器件的特性相符，能夠滿足研究傳導EMI快速建模精確仿真的要求。

參考文獻

　　[1] 錢照明，程肇基．電力電子系統(tǒng)電磁兼容設(shè)計基礎(chǔ)及干擾抑制技術(shù)[M]．杭州：浙江大學出版社，2000.

　　[2] 李龍濤．開關(guān)電源傳導EMI建模和模型有效性評估功[D]．哈爾濱：哈爾濱工業(yè)大學，2012.

　　[3] LEONADI C，RACITI A，F(xiàn)RISINA F，et al.A new PSpice power  MOSFET model with temperature dependent parame-ters: evaluation of performances and comparison with avail-able models[C].Thirty-Second IAS Annual Meeting，1997.

　　[4] BUDIHARDJO I，LAURIZEN P O.The lumped-charge powerMOSFET model, including parameter extraction[J].IEEE Transactions on Power Electronics，1995，10(3)：379-387.

　　[5] 袁義生．功率變換器電磁干擾的建模[D]．杭州：浙江大學，2002.