1. 簡(jiǎn)介

微型逆變器中的功率轉(zhuǎn)換系統(tǒng)通常采用兩級(jí)式設(shè)計(jì)，如圖 1-1 所示。

在這種方案中，首先是一個(gè)直流/直流級(jí)（反激式或推挽式升壓級(jí)），然后是另一個(gè)交流/直流級(jí)（自換向交流/直流或圖騰柱 PFC），將光伏電池板提供的直流電轉(zhuǎn)換為通常在 400VDC 左右的臨時(shí)直流總線。然后，根據(jù)國(guó)家或地區(qū)的電網(wǎng)情況，將直流總線轉(zhuǎn)換為交流電壓 (110VAC..230VAC)。功率級(jí)別過去通常在 300-400W 之間，但最近也出現(xiàn)了每個(gè)輸入功率高達(dá) 600W 以及多輸入系統(tǒng)的實(shí)施。微型逆變器傳統(tǒng)上構(gòu)建為單向轉(zhuǎn)換器，因?yàn)殡娏κ菑墓夥姵匕辶飨蚪涣麟娋W(wǎng)。主要有兩種實(shí)施:隔離式電流源逆變器 (CSI) 和隔離式電壓源逆變器 (VSI)。VSI 略為復(fù)雜，但在功率級(jí)別相當(dāng)?shù)那闆r下效率更高。需要使用隔離柵將光伏電池板與高壓交流連接隔離，以免在有人觸碰電池板時(shí)發(fā)生電氣危險(xiǎn)。此外，隔離級(jí)也可以減少共模電壓在光伏板的寄生電容中產(chǎn)生的漏電流。 

要將隔離式直流/直流級(jí)雙向用于儲(chǔ)能系統(tǒng)，需要進(jìn)行的更改是用 CLLLC 或雙有源電橋 (DAB) 等雙向轉(zhuǎn)換器取代推挽式或反激式級(jí)，如圖 1-2 所示。交流/直流級(jí)保持不變，既可以是圖騰柱 PFC/逆變器，也可以是單極或雙極運(yùn)行的全橋。有關(guān)交流/直流級(jí)的差異，請(qǐng)參閱 TIDA-010938（可配置交流/直流級(jí)）設(shè)計(jì)指南。

參考設(shè)計(jì) TIDA-010054 介紹雙有源電橋的工作原理，而參考設(shè)計(jì) TIDA-010933 介紹 LLC 或 CLLLC 轉(zhuǎn)換器的工作原理。CLLLC 是一種諧振轉(zhuǎn)換器，控制 MCU 利用頻率調(diào)制來控制輸出功率。諧振控制器在接近諧振頻率的窄范圍內(nèi)運(yùn)行時(shí)效率很高。雙有源電橋通常以固定頻率運(yùn)行，功率流由兩側(cè)輸入電橋和輸出電橋之間的相移控制。兩種方案各有利弊。具體選擇哪一個(gè)方案取決于系統(tǒng)要求，如輸入和輸出電壓范圍。 

兩級(jí)轉(zhuǎn)換器的功率效率通常限制在 96% 的范圍內(nèi)（從直流到交流），尤其是在整流級(jí)上使用二極管單向運(yùn)行時(shí)。從純電源開關(guān)數(shù)量的角度來看，兩級(jí)轉(zhuǎn)換器很容易出現(xiàn)多達(dá) 10-12 個(gè)高壓開關(guān)元件。 

本文介紹了一種新型單級(jí)轉(zhuǎn)換器參考設(shè)計(jì) TIDA-010954，該設(shè)計(jì)使上述終端設(shè)備的實(shí)施更高效、體積更小，同時(shí)降低了成本。功率轉(zhuǎn)換控制算法基于擴(kuò)展相移，降低了對(duì) MCU 速度和軟件復(fù)雜性的要求。

2. 循環(huán)轉(zhuǎn)換器基礎(chǔ)知識(shí) 

循環(huán)轉(zhuǎn)換器或循環(huán)逆變器通過合成無中間直流鏈路的交流電源各段的輸出波形，將一種恒定幅度和頻率的交流波形轉(zhuǎn)換為另一種較低頻率的交流波形。對(duì)于微型逆變器或便攜式電源站的用例，輸入波形為純直流。輸出為交流電網(wǎng)連接。圖 2-1 直觀顯示了可能的實(shí)施方案。 

在本例中，直流側(cè)實(shí)施全橋，在變壓器 T1 的初級(jí)側(cè)生成輸入信號(hào) VP。交流側(cè)實(shí)施半橋配置（帶電容分壓器），模擬次級(jí)側(cè)各段 VS 的交流輸出 VGRID。 

對(duì)于正輸出信號(hào)，開關(guān) S1B 和 S2B 永久導(dǎo)通。該轉(zhuǎn)換器可視為以相移方式運(yùn)行的雙有源電橋。對(duì) S1A 施加 PWM，對(duì) S2A 施加互補(bǔ)，則兩者的輸出電壓和電流類似。傳輸?shù)墓β蚀笮∮?VP 和 VS 之間的相移決定。對(duì)于負(fù)輸出電壓，S1A 和 S2A 永久導(dǎo)通。同樣，開關(guān) S1B 和 S2B 會(huì)形成一個(gè)用于負(fù)輸出電壓和電流的相移雙有源電橋。 

在參考設(shè)計(jì) TIDA-010954 中，TI 的 GaN 器件用于以快速開關(guān)頻率運(yùn)行轉(zhuǎn)換器，以盡可能減小所有磁性元件的體積，同時(shí)不犧牲效率。 

為何使用 GaN?

? 循環(huán)轉(zhuǎn)換器是一種軟開關(guān)拓?fù)洌@意味著開關(guān)損耗可以忽略不計(jì)。

? 與 SiC 或 SiFET 相比，GaN FET 的關(guān)斷損耗要低得多。

? GaN 器件的輸出電容 COSS 低于 SiFET。這有助于實(shí)現(xiàn)更寬的零電壓開關(guān)范圍。

? 導(dǎo)通損耗由器件的 RDSON 引起，這決定了轉(zhuǎn)換器最終將有多少損耗。 

初級(jí)側(cè)使用的器件是 100V GaN 半橋 LMG2100R026 (RDSON 為 2.6mΩ)。對(duì)于次級(jí)側(cè)，使用的是帶集成柵極驅(qū)動(dòng)器的 650V GaN 器件:LMG3650R035 (RDSON 為 35mΩ)。

3. 設(shè)計(jì)注意事項(xiàng)和效果 

只要開關(guān)在軟開關(guān)模式下運(yùn)行，相移雙有源電橋轉(zhuǎn)換器就能有較高的效率。當(dāng)次級(jí)側(cè)電壓發(fā)生變化時(shí)（例如交流側(cè)的正弦波），很難實(shí)現(xiàn)這一點(diǎn)。TIDA-010954 中實(shí)施了兩種相移控制方法。下面的 IEEE 論文中說明了控制方法。對(duì)于大功率，在交流峰值附近實(shí)施“模式 II”。對(duì)于小功率（交流斜率和交流信號(hào)的過零點(diǎn)），則使用“模式 III”。模式 II 和模式 III 的相移控制差異如圖 3-1 所示。

控制變量 D1 和 D2 用于控制功率流，并在微控制器 (TMS320F28P550) 中根據(jù)轉(zhuǎn)換器的運(yùn)行模式進(jìn)行計(jì)算。需要指出的是，在模式 II 下，初級(jí)電壓 VP 始終領(lǐng)先于次級(jí)電壓 VS，以實(shí)現(xiàn)正向功率傳輸。對(duì)于反向功率傳輸，VP 始終滯后于 VS。這是為了使轉(zhuǎn)換器在軟開關(guān)模式下進(jìn)行大功率傳輸。在模式 III 下，初級(jí)電壓脈沖 VP 完全包含在次級(jí)電壓脈沖 VS 內(nèi)。這是為了降低變壓器中的 RMS 電流和減少開關(guān)中的傳導(dǎo)損耗。除了相移控制外，還實(shí)施了頻率控制，以在轉(zhuǎn)換器輕負(fù)載運(yùn)行時(shí)保持變壓器中較小的 RMS 電流。轉(zhuǎn)換器的工作頻率在 300kHz 到 600kHz 之間變化。 

具有可變頻率調(diào)制的擴(kuò)展相移控制在 TMS320F28P550 內(nèi)核（時(shí)鐘速度為 150MHz）上的 20kHz (50us) 中斷服務(wù)例程中運(yùn)行，所需 MCU 利用率低于 40%。這樣便可添加額外的輔助整理例程并在單個(gè) MCU 上運(yùn)行控制。之所以能實(shí)現(xiàn)如此低的利用率，是因?yàn)槲⒖刂破骶哂小翱膳渲眠壿媺K (CLB)”等高級(jí)功能，可在硬件中運(yùn)行時(shí)間關(guān)鍵型代碼，而無需加載 MCU。此外，TMS320P550 還具有非常出色的外設(shè)，能夠在極短的時(shí)間內(nèi)同時(shí)更新 PWM，用于相移和頻率調(diào)制。為了在傳統(tǒng) MCU 上實(shí)現(xiàn)此功能，通常需要額外的 FPGA 或 ASIC 實(shí)施來執(zhí)行這類組合控制算法。 

使用 PLEXIM 仿真器對(duì)設(shè)計(jì)進(jìn)行仿真，以在硬件構(gòu)建之前預(yù)測(cè)控制的正常功能。

圖 3-2 顯示在兩種不同負(fù)載條件（300W 和 600W）下 40VDC 輸入和 230VAC 輸出的模擬結(jié)果。

在模擬時(shí)可以看到模式變化，即當(dāng)轉(zhuǎn)換器更改工作模式時(shí)，電流波形上會(huì)出現(xiàn)少量峰值（紅色）。 

TIDA-010954 采用標(biāo)準(zhǔn) 6 層 PCB 制造。所有 GaN 器件均采用底部冷卻方式，將功率耗散到 PCB 中，無需額外的散熱器。圖 3-3 所示為轉(zhuǎn)換器圖片。該設(shè)計(jì)的功率密度約為 600W/L。這比目前具有相同額定功率的商用兩級(jí)微型逆變器高約兩倍。 

在實(shí)驗(yàn)室的各種負(fù)載條件下對(duì)轉(zhuǎn)換器進(jìn)行了測(cè)量。圖 3-4 顯示轉(zhuǎn)換器交流輸出的時(shí)間域測(cè)量值。

模擬和測(cè)量之間的完美吻合如圖 3-2 所示。在 600W 的滿載條件下測(cè)得的總諧波失真僅為 2.6%，遠(yuǎn)低于并網(wǎng)微型逆變器 3% 的要求。

不同負(fù)載條件下的測(cè)試是一個(gè)重要的性能參數(shù)。轉(zhuǎn)換器不僅需要在滿載和 50% 負(fù)載條件下實(shí)現(xiàn)高效率，還需要在較輕負(fù)載條件下實(shí)現(xiàn)高效率。圖 3-5 給出了測(cè)得的效率曲線。峰值效率約為 97%。

為了比較不同的微型逆變器設(shè)計(jì)，我們定義了加權(quán)效率。最常見的定義是 Euro 和 CEC 效率。上述曲線表示ηEURO 約為 95.4%，ηCEC 約為 96.4%。與市場(chǎng)上基于傳統(tǒng)兩級(jí)拓?fù)涞慕鉀Q方案相比，這一效率非常高。

4. 成本優(yōu)化 

系統(tǒng)成本是微型逆變器或便攜式電源站設(shè)計(jì)的一個(gè)重要考慮因素。本節(jié)深入探討了從基于 SiFET 的兩級(jí)轉(zhuǎn)換器遷移到基于 GaN 的單級(jí)轉(zhuǎn)換器如何對(duì)系統(tǒng)成本產(chǎn)生積極的影響。在循環(huán)轉(zhuǎn)換器中，可以減少電源開關(guān)的數(shù)量。對(duì)于推挽式和反激式轉(zhuǎn)換器，直流側(cè)使用的開關(guān)額定電壓需為 170V；而對(duì)于循環(huán)轉(zhuǎn)換器，單面板輸入的額定電壓可為 100V。這種新型循環(huán)轉(zhuǎn)換器的工作頻率范圍在 300kHz 到 600kHz 之間。這意味著，與兩級(jí)轉(zhuǎn)換器相比，磁性元件設(shè)計(jì)（變壓器和電感器）要小得多。“兩級(jí)”轉(zhuǎn)換器的工作頻率通常低于 100kHz，以保持較小的 SiFET 開關(guān)損耗。此外，與全橋交流/直流轉(zhuǎn)換器相比，循環(huán)轉(zhuǎn)換器接入電網(wǎng)所需的 EMI 濾波器要小得多。這就降低了總體成本。圖 4-1 展示了成本比較。推挽式轉(zhuǎn)換器的成本用作相對(duì)比較的 100% 基準(zhǔn)。

電源開關(guān)的成本略有增加，而磁性元件的成本則大幅下降。因此，整體解決方案的成本降低了 12%。

5.  結(jié)語 

本技術(shù)白皮書概述了一種新型單級(jí)轉(zhuǎn)換器(循環(huán)轉(zhuǎn)換器)，它使微型逆變器和便攜式電源站的實(shí)施更加高效、尺寸更小，同時(shí)還降低了成本。功率轉(zhuǎn)換控制算法基于具有附加頻率調(diào)制的擴(kuò)展相移。這提高了中低輸出功率級(jí)別的效率。通過使用新型實(shí)時(shí) C2000TM MCU，控制算法無需外部 FPGA 或?qū)Ｓ?ASIC 即可運(yùn)行。