目前，對三相電壓型SVPWM整流器的研究多集中在與傳統PWM和SPWM進行比較?？臻g電壓矢量脈寬調制(SVPWM)動態響應速度快、穩態性能好、容易微處理器實現，但實現復雜、實時控制要求高、需高速微處理器[1-2],仿真方法也多采用MATLAB/SIMULINK的連續域仿真。在傳統的純數字離線仿真研究中，三相電壓型SVPWM整流器模型都是在一定假設條件下的簡化模型，同時沒有考慮開關損耗、開關時間、死區等方面的影響，與實際對象存在差異；此外，純數字離線仿真無法考慮到包括實際處理器的運算能力、存儲器的限制、中斷及I/O接口電路電氣特性等諸多因素。因此,本文提出基于VHS-ADC高速數字信號處理平臺來研究三相電壓型SVPWM整流器的硬件在回路仿真方法，設計了平臺的接口電路，研究了A/D端口和GPIO端口的銜接，并通過實驗驗證，達到了較好效果[1-5]。
1 VHS-ADC系統
    加拿大Lyrtech公司的VHS-ADC是一種基于FPGA的高速數字信號處理系統，系統采用Xilinx公司的Virtex-II系列FPGA作為主要信號處理模塊，為用戶提供了基于MATLAB/SIMULINK、Xilinx/Altera FPGA的集成開發環境，無縫地實現自頂向下的開發流程。VHS-ADC內部擁有豐富的門資源與硬件乘法器,工作頻率可達420 MHz，高速A/D通道采樣率可達105 MS/s,高速D/A通道采樣率可達125 MS/s，32位的GPIO和FPDP接口建立了與外界的高速數據通道,具有高度的并行運算能力，實時性強[6-8]。VHS-ADC系統結構如圖1所示。

    本文構建的三相電壓型SVPWM整流器的高速實時仿真平臺，以VHS-ADC、CPCI工控機作為控制系統主體，結合主電路拓撲結構，輔以硬件接口電路等設備構成了電路測試和試驗平臺。整個系統結構如圖2所示。

    整個系統需要檢測的信號有三相電壓源信號ua、ub、uc和交流側輸入電流ia、ib、ic以及直流側輸出電壓udc。這些信號經過信號調理電路之后傳輸到VHS-ADC平臺的A/D接口接收范圍內的模擬信號，然后VHS-ADC完成系統的控制部分，最后由平臺輸出的SVPWM控制脈沖經過驅動及保護電路控制主電路的IGBT。 整個系統結構簡單明了，易于實現。
2 平臺接口電路設計
    (1)電壓信號的采集
    交流電壓信號采集采用SLMV2000E傳感器，它是一種高精度、快速電壓傳感器，電流輸出型，初級和次級高度隔離，采集電壓范圍為0~2 000 V，變比為400:1，能在電隔離條件下測量直流、交流、脈沖以及各種不規則電壓波形，且價格比LEM霍爾電壓傳感器低。交流電壓采集調理電路如圖3所示。

    SLC800是一種非常先進的線性光電耦合器, 使用高匹配晶體管使伺服反饋回路和傳遞輸出回路達到非常好的匹配。直流側電壓采集調理電路如圖4所示。圖中,信號檢測電路輸出的直流側電壓信號調理成 0~2.25 V 范圍內的模擬電壓信號，然后把這些模擬電壓信號送給VHS-ADC的 A/D 轉換接口。其直流側電壓為uin=udc，經過電阻分壓和電壓跟隨器可得到線性光耦的輸入電壓為：

　
    (2)電流信號的采集
    電流信號的采集采用型號為Honeywell CSNR161的霍爾電流傳感器,基于霍爾效應和零磁場平衡原理測量電流，最大測量電流為125 A(rms)，輸入輸出電流比為125 mA/125 A，交流電流信號的采集和調理電路如圖5所示。

    傳感器采用±12 V雙電源供電，其輸出電流信號經測量電阻R轉換為電壓信號后，由運算放大器構成的電壓跟隨器與接口匹配，可調整電位器R的大小，使輸出的雙極性信號恰好落在-1.125 V~+1.125 V的范圍，然后傳送給VHS-ADC的A/D端口。
3 VHS-ADC與接口板的銜接
3.1 A/D端口的銜接
     通過平臺接口板可以檢測到交流側三相電壓信號和電流信號以及直流側的電容輸出電壓信號，然后傳輸到VHS-ADC的A/D轉換接口。當使用A/D端口時，在VHS-ADAC Control Utility控制板上可以選擇是否使用可編程增益(增益的范圍為0~255)。如果不采用增益，則模擬輸入與數字輸出是成正比例關系；如果采用增益，則不成正比例關系。根據A/D特性，輸入電壓的最高值為2.25 V，可得到模擬量與數字量的比例關系為：



4  實驗
    為了驗證所設計平臺接口板的正確性，調試完PCB板之后，得到實驗結果如下：
    (1) 電壓采集波形如圖6所示。圖6(a)為電網A相輸入電壓為Us=30 V，波形1為電網電壓經過變壓器和電壓傳感得到的輸入波形，波形2為經過調理電路后的輸出波形，可以看出電壓的相位和幅值完全一致，表明電壓采集調理電路的正確性。在圖6(b)中，在線形光耦采集調理電路的電阻分壓之后輸入直流電壓信號為0.806 V，輸出電壓信號為0.077 V，隔離光耦線形度滿足要求，驗證表明，線形隔離光耦傳輸線形度好，所設計的采集調理電路正確。

    (2) GPIO的輸出控制脈沖與IGBT的集電極和基極兩端的控制脈沖對應關系如圖7所示。

    圖7的信號是從GPIO口輸出的控制脈沖，最高邏輯電平被上拉電阻提升到5 V，滿足了TTL與CMOS電路的轉換條件。IGBT的控制脈沖高電平為+14 V，此時管子導通，低電平為-8 V，管子關斷。可看出從平臺內部輸出的GPIO控制脈沖與IGBT的控制脈沖完全對應，驗證了平臺接口板設計正確性。
    本文通過對三相整流器高速實時仿真平臺的電壓和電流信號采集電路及調理接口電路的設計，通過實驗可得接口設計電路電壓的相位和幅值完全一致，在線形光耦采集調理電路的電阻分壓后,輸入直流電壓信號與輸出電壓信號相近，隔離光耦線形度滿足要求，驗證了線形隔離光耦傳輸線形度好，設計的采集調理電路的正確性。通過從平臺內部輸出的GPIO控制脈沖與IGBT的控制脈沖完全對應，驗證了仿真平臺接口板設計的正確性和可行性，為進一步研究硬件在三相整流回路中實現高速實時仿真奠定了理論基礎，具有一定的應用價值。
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