在多通道設(shè)計(jì)中，獨(dú)立驅(qū)動每一條通道都會消耗更多的功率、更多的元件，并占用更大的電路板空間。結(jié)果導(dǎo)致溫度相關(guān)設(shè)計(jì)復(fù)雜化，并且在更高的成本下聲音質(zhì)量和可靠性卻較低。

因此，為盡可能減少高性能多通道音頻系統(tǒng)的功耗和簡化相關(guān)的溫度管理，設(shè)計(jì)工程師一直希望借助能在寬輸出功率水平范圍下提供超過90%效率的高效D 類音頻放大器。相比之下，適用于這個市場的傳統(tǒng)AB類放大器其效率只有50%左右，且效率會隨著輸出功率水平下降而快速下滑。同樣地，工程師還不斷研究集成式IC的效能，以減少元件數(shù)目和電路板面積。
 
不論是汽車娛樂還是家庭影院系統(tǒng)市場，消費(fèi)者始終要求有更多的通道和揚(yáng)聲器，每個通道還要能夠處理更高的音頻功率水平。除了更高的瓦特?cái)?shù)，音響發(fā)燒友還不斷要求改善聲音質(zhì)量，減少失真和噪聲，以及通道之間出色的隔離效果。
 
4通道驅(qū)動器

國際整流器公司(IR)根據(jù)這種需求，把先進(jìn)DirectFET功率MOSFET與創(chuàng)新的集成音頻驅(qū)動器結(jié)合，開發(fā)出一種4通道D類音頻放大器設(shè) 計(jì)，其性能可與單通道解決方案相媲美。為達(dá)到這個目標(biāo)，電路采用了集成式音頻驅(qū)動器IRS2093M，該器件將4個高壓功率MOSFET驅(qū)動器的通道整合到同一塊芯片上。此外，這款200V的器件包含專為半橋拓樸中的D類音頻放大器應(yīng)用而設(shè)計(jì)的片上誤差放大器、模擬PWM調(diào)制器、可編程預(yù)置死區(qū)時間以及可 靠的保護(hù)功能(圖1) 。除了可以防止功率MOSFET出現(xiàn)直通電流和電流沖擊，可編程預(yù)置死區(qū)時間還實(shí)現(xiàn)了功率和通道數(shù)量可擴(kuò)展的功率設(shè)計(jì)。這些保護(hù)功能包括帶有自動復(fù)位控制功能的過流保護(hù)(OCP)和欠壓閉鎖(UVLO)保護(hù)。
 


圖1：這款200V器件除了把高壓功率MOSFETS驅(qū)動器的4條通道集成到同一芯片上，還配備了片上誤差放大器、模擬PWM調(diào)制器、可編程預(yù)置死區(qū)時間和先進(jìn)保護(hù)功能。
 
為了在不同通道之間實(shí)現(xiàn)一流的隔離，音頻驅(qū)動器部署了已獲肯定的高壓結(jié)隔離技術(shù)和采用Gen 5 HVIC工藝的浮動?xùn)艠O驅(qū)動器。這樣就在裸片上實(shí)現(xiàn)了良好的內(nèi)部信號隔離，這使得電路可以同時處理更多通道的信號，從而把每個通道的基本噪音保持在非常低的水平，同時盡可能減小了通道之間的串?dāng)_。
 
接著，我們建構(gòu)了如圖2所示的4通道半橋D類音頻放大器電路，它結(jié)合了集成式D類音頻控制器和柵極驅(qū)動器IRS2093M，并搭配8個 IRF6665 DirectFET功率MOSFET以及幾個無源器件。該多通道音頻放大器的每個通道都被設(shè)計(jì)成能夠提供120W的輸出功率。為便于使用，該電路包含了所 有必需的內(nèi)部管理電源。
 


圖2：這款4通道半橋D類音頻放大器設(shè)計(jì)采用了集成式D類音頻控制器和IRS2093M柵極驅(qū)動器，以及8顆IRF6665 DirectFET MOSFET和一些無源器件。
 
為達(dá)到最佳整體性能，IRF6665功率MOSFET特別針對D類放大器設(shè)計(jì)進(jìn)行了優(yōu)化。除了提供低通態(tài)電阻，還對功率MOSFET做了改進(jìn)以獲得最小柵極電荷、最小體二極管反向恢復(fù)和最小內(nèi)部柵極電阻。此外，與傳統(tǒng)的引線鍵合封裝相比，DirectFET封裝可提供較低的寄生電感和電阻。簡單來說，經(jīng)優(yōu)化的IRF6665 MOSFET能夠提供高效率和低總諧波失真(THD)以及電磁干擾(EMI)。
 
特性和功能

為了以更小的空間提供最高性能和可靠的設(shè)計(jì)，這個4通道D類音效放大器解決方案采用自振蕩PWM調(diào)制。由于這種拓樸相當(dāng)于一個模擬二階sigma- delta調(diào)制，且D類開關(guān)級在環(huán)內(nèi)，因此在可聽頻率范圍內(nèi)的誤差根據(jù)其工作特性被轉(zhuǎn)移到不可聽頻率之上，從而降低了噪聲。同時，sigma-delta 調(diào)制允許設(shè)計(jì)師執(zhí)行足夠的誤差校正來進(jìn)一步降低噪聲和失真。

如圖2所示，自振蕩拓樸融合了前端集成器、PWM比較器、電平切換器、柵極驅(qū)動器和輸出低通濾波器(LPF)。盡管這種設(shè)計(jì)能夠以更高的頻率開關(guān)， 但由于某些原因，它仍然以400kHz作為最佳開關(guān)頻率。首先，在較低頻率下，MOSFET的效率有所改善，但電感紋波電流上升，同時輸出PWM開關(guān)載波 的漏電也會增加。其次，在較高頻率下，開關(guān)損耗會降低效率，但有機(jī)會實(shí)現(xiàn)更寬的頻寬。當(dāng)電感紋波電流減少，鐵損耗就會攀升。
 
由于在D類音效放大器中，負(fù)載電流的方向隨音頻輸入信號改變，而過流狀況有可能在正電流周期或負(fù)電流周期中發(fā)生。因此，為同時保護(hù)高側(cè)和低側(cè) MOSFET免受兩個方向的過電流影響，用可編程過流保護(hù)(OCP)提供雙向保護(hù)，并以輸出MOSFET的RDS(on)作為電流感應(yīng)電阻。在這個設(shè)計(jì) 中，當(dāng)測量的電流超過預(yù)設(shè)的臨界值，OCP邏輯便會輸出信號到保護(hù)電路，迫使HO和LO管腳置于低電平，從而保護(hù)MOSFET不受損害。
 
由于高壓IC的結(jié)構(gòu)限制，高側(cè)和低側(cè)MOSFET的電流感應(yīng)部署并不相同。例如，低側(cè)電流感應(yīng)是基于器件在通態(tài)狀態(tài)下，低側(cè)MOSFET兩端的VDS。為防止瞬時過沖觸發(fā)OCP，在LO開通后加入一個消隱間隔，停止450ns過電流檢測。
 
低側(cè)過流感應(yīng)的臨界電壓由OCSET管腳設(shè)定，范圍由0.5V到5.0V。如果為低側(cè)MOSFET測量的VDS超過了OCSET管腳對應(yīng)COM的電壓，驅(qū)動器電路就會執(zhí)行OCP保護(hù)程序。要設(shè)定過電流的關(guān)斷電平，可以利用以下的算式計(jì)算OCSET管腳的電壓：

為盡可能降低OCSET管腳上輸入偏置電流的影響，我們選擇了電阻值R4和R5，以便流過分壓器的電流達(dá)到0.5mA或更多。同時，通過一個電阻分壓器將VREF輸入到OCSET，改善了對電源電壓Vcc波動的抗擾性。
 
同樣地，對于正負(fù)載電流，高側(cè)過流感應(yīng)也會監(jiān)測負(fù)載條件，此時根據(jù)經(jīng)CSH和Vs管腳高側(cè)開啟期間在MOSFET兩端測量的VDS進(jìn)行監(jiān)測。當(dāng)負(fù)載 電流超過預(yù)設(shè)的關(guān)斷電平，OCP保護(hù)便會停止開關(guān)運(yùn)作。為防止瞬態(tài)過沖觸發(fā)OCP，可在HO開通后加入一個消隱間隔，停止450ns過流檢測。
 
與低側(cè)電流傳感不同，CSH管腳的臨界值內(nèi)部固定在1.2V。但可利用外部電阻分壓器R2和R3來設(shè)定一個較高的臨界值。不論采用哪種方式，都要用 外部阻流二極管D1去阻斷高電壓在高側(cè)斷路的情況下流向CSH管腳?；诳缭紻1的0.6V正向電壓降，高側(cè)過流保護(hù)的最低臨界值是0.6V。
 
簡而言之，CSH管腳的臨界值VCSH可以用以下算式計(jì)算：
 

 
式中的ID是漏電流，而VF(D1)則是D1的正向壓降。此外，逆向阻流二極管D1經(jīng)由一個10kΩ電阻R1進(jìn)行正向偏置。
 
為防止直通或過沖電流通過兩個MOSFET，我們將一個名為死區(qū)時間的阻流時段插在高側(cè)關(guān)斷和低側(cè)開通，或低側(cè)關(guān)斷和高側(cè)開通之間。集成式驅(qū)動器讓設(shè)計(jì)師可以根據(jù)所選MOSFET的尺寸從一系列預(yù)設(shè)值中選擇適合的死區(qū)間來優(yōu)化性能。事實(shí)上，只需兩個外部電阻來通過IRS2093的DT管腳設(shè)定死區(qū)時 間。這樣便不需要采用外部的柵極定時調(diào)節(jié)，同時也能防止調(diào)節(jié)開關(guān)定時引入的外來噪聲，這對確保音效性能非常重要。
 
用戶在決定最佳死區(qū)時間時，必須考慮MOSFET的下降時間。這是因?yàn)閷?shí)際應(yīng)用來說，由于開關(guān)的下降時間tf的關(guān)系，真正有效的死區(qū)時間與數(shù)據(jù)資料所提供的會有所不同。這意味著，要確定有效的死區(qū)時間，就要以數(shù)據(jù)資料中的死區(qū)時間值減去MOSFET柵極電壓的下降時間。
 
同樣地，在UVLO保護(hù)方面，驅(qū)動器會在正常運(yùn)作開始之前監(jiān)測電壓VAA和VCC的狀態(tài)，以確保兩個電壓都高于它們各自的臨界值。如果VAA或者 VCC低于UVLO臨界值，IRS2093的保護(hù)邏輯便會關(guān)閉LO和HO。結(jié)果，功率MOSFET將停止運(yùn)作直至VAA和VCC超過它們的UVLO臨界值。
 
此外，為了達(dá)到最理想的音效，4通道音頻電路板設(shè)計(jì)把模擬和開關(guān)部分之間的線路阻抗和相互耦合降到最低，并確保模擬信號與開關(guān)級和電源接地分開。

測量的性能

我們在正弦信號頻率為1kHz、1Vrms及4Ω負(fù)載阻抗的情況下，測量每個通道的效率、總諧波失真加噪聲(THD+N)和EMI性能。另外，我們 為由圖2展示的4通道D類音效放大器設(shè)計(jì)進(jìn)行測量，顯示其一流的隔離和串音性能。相關(guān)電路版的電源電壓有±35V，自振頻率則為400kHz。
 
如圖3所示，在4Ω負(fù)載、功率輸出為低于50W至120W的情況下，每通道的效率約為90%。對高通道效率作出貢獻(xiàn)的主要因素包括產(chǎn)生低通態(tài)和開關(guān) 耗損的DirectFET MOSFET IRF6665。同時，因?yàn)榧墒津?qū)動器提供了安全死區(qū)時間，所以設(shè)計(jì)沒有出現(xiàn)交叉導(dǎo)通。
 

圖3：在4Ω負(fù)載下，功率輸出從低于50W輸出提高到120W，測量的效率曲線顯示每條通道的效率約為90%。
 
如此高的功效使這款4通道設(shè)計(jì)能夠處理八分之一的持續(xù)額定功率，也就是一般安全所需的正常工作環(huán)境，而無需使用任何額外的散熱片或強(qiáng)制空氣冷卻。
 
同樣地，針對失真進(jìn)行的測試顯示，在廣泛的輸出功率范圍內(nèi)，每條通道的THD+N性能都是一樣的。如圖4所示，當(dāng)每條通道低于50W時THD+N便會小于0.01%，并會隨著輸出功率上升而增加。例如，當(dāng)每條通道的輸出為100W左右，失真程度便會上升到0.02%。這種性能在整個20Hz到 20kHz的音頻范圍內(nèi)都會保持一致，即使輸出功率由每通道10W增加到50W(4Ω負(fù)載下)也不會改變。如圖5所示，每個通道的基噪在整個音頻范圍內(nèi)都維持在-80dBv以下。噪聲是在無信號輸入和400kHz的自振頻率下測量。
 

圖4：當(dāng)每個通道低于50W時，總諧波失真加噪聲(THD+N)便會少于0.01%，并會隨著輸出功率上升而開始增加。
 
為通道隔離進(jìn)行的類似測試表明，在每條通道的輸出功率為60W的情況下，通道1和3，以及通道1和4之間的串音在整個音頻范圍內(nèi)都優(yōu)于-70dB。
 
同時，該設(shè)計(jì)在1kHz信號頻率下提供-68dB的良好電源抑制比(PSRR)。高PSRR源自驅(qū)動器的自振頻率。從而使得4通道D類放大器即使使用非穩(wěn)壓電源，也能夠提供卓越的性能。
 

圖5：當(dāng)無信號輸入時，每條通道的基噪在整個音頻范圍內(nèi)都保持低于-80dBv。
 
本文小結(jié)

采用IRS2093M集成式驅(qū)動器的4通道D類音頻放大器解決方案，其效率、THD+N和EMI性能都可與單通道設(shè)計(jì)匹敵。此外，在整個可聽范圍 內(nèi)，基噪維持在-80dBv以下。同時，通道之間擁有出色的隔離來保持互調(diào)失真(IMD)處于最低水平，以提供理想的音效性能。隨著高效率免除了對散熱片 的需要，集成式音頻驅(qū)動器成功以減少一半的占位面積實(shí)現(xiàn)了4通道D類音頻放大器解決方案。