隨著無(wú)線(xiàn)通訊系統(tǒng)的迅速發(fā)展，對(duì)高效率射頻功率放大器的需求逐漸增加。如何提高功率放大器的工作效率已成為一個(gè)重要課題。為提高效率，研究人員將大量精力專(zhuān)注于放大器的工作模式上，例如D類(lèi)，E類(lèi)，F(xiàn)類(lèi)和逆F類(lèi)功率放大器。F類(lèi)和逆F類(lèi)兩種模式的高效率功率放大器在近幾年成為研究焦點(diǎn)。文獻(xiàn)中采用F類(lèi)工作模式效率達(dá)到75％，文獻(xiàn)中采用逆F類(lèi)工作模式效率達(dá)到80％。兩者均采用GaN功率管CGH400 10，其1 dB壓縮點(diǎn)輸出功率約為10 W，不能滿(mǎn)足大輸出功率的要求。
針對(duì)1 dB壓縮點(diǎn)輸出功率為45 W的功率管CGH40045進(jìn)行設(shè)計(jì)，分別設(shè)計(jì)出F類(lèi)和逆F類(lèi)兩款功率放大器，對(duì)兩種模式的功率放大器漏極效率進(jìn)行比較，并對(duì)兩款功放的效率差異從理論和仿真兩方面做出了定量分析。
1 理論分析
圖1為F類(lèi)和逆F類(lèi)功率放大器漏極輸出端理想電壓和電流的時(shí)域波形。F類(lèi)功放的漏極端電流為半正弦波，電壓為方波；相反的逆F類(lèi)功放的漏極端電流為方波，電壓為半正弦波。兩者相反的漏極電壓和電流波形對(duì)放大器的效率會(huì)產(chǎn)生不同的影響，以下是在理想情況下分別計(jì)算兩種放大器工作效率，兩種波形都可以通過(guò)傅里葉級(jí)數(shù)展開(kāi)式展開(kāi)，從而可以方便地對(duì)直流信號(hào)、基波信號(hào)和各次諧波信號(hào)進(jìn)行分析。
首先分析F類(lèi)功率放大器，將其電壓和電流波形通過(guò)傅里葉級(jí)數(shù)展開(kāi)，各變量如圖1所示。
根據(jù)傅里葉展開(kāi)式分別計(jì)算出直流信號(hào)的功率和基波信號(hào)的功率，從而求出F類(lèi)功率放大器的效率，其中，Ron為晶體管導(dǎo)通內(nèi)阻。
分析逆F類(lèi)功率放大器，將其電壓和電流波形通過(guò)傅里葉級(jí)數(shù)展開(kāi)，各變量如圖1所示。
根據(jù)F類(lèi)計(jì)算效率的方法，同理可得逆F類(lèi)功率放大器的效率
從式(5)和式(10)可以看出，當(dāng)V0=V0’時(shí)，兩種模式的功率放大器的效率因電流imax和i’max的不同而產(chǎn)生差異。如果晶體管的導(dǎo)通電阻Ron為零，則兩種模式功率放大器的效率都將達(dá)到100％。然而現(xiàn)實(shí)中的功率管，都存在一定的導(dǎo)通內(nèi)阻，當(dāng)Ron存在時(shí)，兩種模式的功率放大器的效率會(huì)產(chǎn)生怎樣的差異。
為研究這種差異，需要有相同的輸出功率和相同的偏置點(diǎn)，即P1=P1’，V0=V0’。由式(4)和式(9)可以列出一個(gè)關(guān)于i’max的方程，解此方程可以得到
再將此結(jié)果帶到式(10)，可得到一個(gè)η’關(guān)于imax的函數(shù)表達(dá)式。在此，假設(shè)V0=28 V，imax=6 A，將值代入式(5)和式(10)中，利用Matlab繪出η和η’關(guān)于Ron的變化曲線(xiàn)，如圖2所示。由圖可以看出，隨著Ron的增加，逆F類(lèi)功率放大器比F類(lèi)功率放大器有著更好的效率，并且針對(duì)每個(gè)Ron的值，對(duì)兩種模式效率的差異給出了定量的計(jì)算結(jié)果。
2 方案設(shè)計(jì)
為在功率管漏極端獲得圖1所示的兩種模式放大器的所需波形，需要對(duì)漏極輸出端的所有諧波阻抗進(jìn)行控制。通過(guò)式(1)和式(2)可以看出，要實(shí)現(xiàn)F類(lèi)功率放大器需要的方波電壓和半正弦波電流，需要在漏極端實(shí)現(xiàn)電壓的奇次諧波疊加，電流的偶次諧波疊加。同理，通過(guò)式(6)和式(7)可以看出，要實(shí)現(xiàn)逆F類(lèi)功率放大器需要的半正弦波電壓和方波電流，需要在漏極端實(shí)現(xiàn)電壓的偶次諧波疊加，電流的奇次諧波疊加，可以通過(guò)在輸出端加入整形電路實(shí)現(xiàn)。F類(lèi)功率放大器的輸出端電路要滿(mǎn)足式(12)，逆F類(lèi)功率放大器的輸出端電路要滿(mǎn)足式(13)。
然而，在現(xiàn)實(shí)應(yīng)用中對(duì)所有諧波進(jìn)行控制顯然不可能，一般在工程應(yīng)用中，只要控制好二次和三次諧波即可。控制更多的諧波就會(huì)增加電路的復(fù)雜性，也不會(huì)對(duì)性能有明顯提高。F類(lèi)輸出端整形電路如圖3所示，逆F類(lèi)輸出端整形電路如圖4所示，通過(guò)整形二、三次諧波阻抗分別滿(mǎn)足F類(lèi)與逆F類(lèi)功率放大器的阻抗要求。采用電磁仿真軟件對(duì)功率管和整形電路整體進(jìn)行負(fù)載牽引設(shè)計(jì)，找出在輸出端基波的最優(yōu)輸出阻抗值。通過(guò)后端的附加匹配網(wǎng)絡(luò)將整體電路匹配到50Ω標(biāo)準(zhǔn)阻抗。
3 仿真結(jié)果分析
根據(jù)上述電路結(jié)構(gòu)分別設(shè)計(jì)F類(lèi)和逆F類(lèi)功率放大器，功率管采用Cree公司的45 W GaN功率管CGH40045，其導(dǎo)通電阻Ron=0．3 Ω。為對(duì)兩種功率放大器效率做出客觀真實(shí)的比較，各方面參數(shù)應(yīng)盡量保持一致，基板均采用Rogers公司的R05870，基板厚度為0．79 mm。工作偏置點(diǎn)選為VDS=28 V，VGS=-2．5 V，工作頻率1．5 GHz。
圖5和圖6為F類(lèi)功率放大器與逆F類(lèi)功率放大器增益和輸出功率隨輸入功率變化的曲線(xiàn)。圖5為兩者的增益圖，從圖中可以看出，兩者的增益基本相等，線(xiàn)性區(qū)增益約為16．5 dBm。圖6為兩者的輸出功率，從圖中可以看出，兩者的輸出功率變化曲線(xiàn)基本吻合，最大輸出功率約為55 W，在P1dB點(diǎn)處輸出功率約為45W。
在增益和輸出功率相等的前提下，進(jìn)行漏極效率的比較，圖7為F類(lèi)功率放大器和逆F類(lèi)功率放大器，工作在1.5 GHz時(shí)的漏極效率隨輸入功率變化的曲線(xiàn)。由圖中曲線(xiàn)可以看出，逆F類(lèi)功率放大器在輸入40 dBm時(shí)，漏極效率達(dá)到最大值91.8％，同時(shí)F類(lèi)功率放大器的漏極效率為89.3％。從圖2可以看出，當(dāng)Ron為0．3 Ω時(shí)，逆F類(lèi)效率為96％，F(xiàn)類(lèi)效率為93．6％。由于現(xiàn)實(shí)中無(wú)法實(shí)現(xiàn)理想的方波和半正弦波信號(hào)，因此仿真結(jié)果與計(jì)算結(jié)果有一定差異，但兩種模式之間的效率差異基本相等，證實(shí)了理論計(jì)算和仿真是一致的。
4 結(jié)束語(yǔ)
通過(guò)理論計(jì)算得出，在相同的工作偏置點(diǎn)和輸出功率下，因?yàn)楣β使軐?dǎo)通電阻的存在，逆F類(lèi)功率放大器比F類(lèi)功率放大器有更高的效率，并且隨著導(dǎo)通電阻Ron的增加，這種差異也隨之?dāng)U大。而針對(duì)GaN功率管CGH40045，分別設(shè)計(jì)了工作頻率在1．5 GHz的逆F類(lèi)功率放大器和F類(lèi)功率放大器，仿真結(jié)果與理論分析一致。